串联谐振变换器中提高同步整流效率的研究
引言
开关变换器在很多电子和通信设备的电源中得到广泛应用。近年来，低输出电压和大输出电流的负载条件对开关变换器提出了要求。为满足这些要求，出现了很多类型的谐振变换器。然而，这些变换器的输出电压通常由开关调制频率所控制。因此，导致了诸如最小开关频率限制了输出滤波电容减小等问题。为消除这些限制，提出了一种新颖的带有源箝位电路ZVS-PWM控制的电流模式谐振变换器。这种变换器工作在一个固定的开关频率，其输出电压通过主开关管的 PWM 控制信号调节 。其稳态特性和ZVS条件在相关文献中有详细的讨论。这种变换器在特定的输入电压下有较高的效率。但是，当输入电压偏离特定值时，效率会大幅下降。
通过对这种变换器的各个工作模态转换的分析，说明了其效率下降的原因。分析表明，当输入电压偏离特定值时，发生了环流现象，导致了能量的回馈，效率下降。为解决这个问题，使用了一种倍流型同步整流电路，它带有分离电感或偶合电感两种方案。并且，分析了其稳态特性。本文所使用的这种整流电路在输入电压范围较大、低输出电压和大输出电流的情况下获得了 85％的高效率。
1、带中心抽头同步整流ZVS-PWM串联谐振变换器
ZVS-PWM 控制的串联谐振变换器的电路拓扑如图1所示，电路参数：输入电压 Uin为48V；电容Ca为1μF，Cr为33.4μF，Co为220μF；电感La为73μH,Lr为23.76μH;开关管V1，V2和V3，V4的型号分别为IRF540和MTP13N50/MC；输出变压器匝比N为13；开关频率∫s为200KHz；其谐振频率为1/2π（LRCS）1/2为178KHz。
图 1 具有中心抽头同步整流电路的有源箝位ZVS-PWM 控制串联谐振变换器
图 1中，有源箝位电路和主开关管产生方波电压，其幅度随主开关管的占空比变化。这一幅度调制输入电压被加在由 Lr和Cr组成的串联谐振电路上。开关频率被选在稍高于谐振频率处。由于串联谐振电路有很高的品质因数，电流的基波部分通过谐振支路，而谐波部分会被大大抑制。这样，基波部分通过变压器被输出电路整流和滤波。开关管V1和V2在留有一定的死区时间后交替导通。在死区时间内V1和V2 的寄生电容通过谐振电流Ir和电感La磁化电流被充电和放电而实现ZVS工作。
若以D表示主开关管V1的占空比，把输出级和负载电阻Rl看作一等效电阻Rac，Rac=（8/π）Rl,输出电压Uo由下式得出：
式中Rr是串联谐振支路中的寄生串联阻抗。在此变换器中，当输入电压为48V时，最大效率可达88.6％。然而，当输入电压偏离48V时，效率会大幅下降。
2、效率下降原因
2.1 变换器的工作状态
图2给出了变换器所有可能的工作模态。
在图2中，模态1和模态3表示能流从输入边传送到输出边。模态2和模态4对应于在模态1和模态3之间的过渡状态。模态5和模态6表示能流从输出电容反馈到输入边。这种能流回馈状态是同步整流所特有的。在二极管整流电路中，只有能流前馈，即能量从输入边流到输出边的状态，而没有能流回馈状态，即能量从输出边回流到输入边。然而，在用MOSFET作同步整流电路中，当栅源电压 Ugs大于阈值时，MOSFET会一直保持开通。因此，如图 2中模态 5，6能量回馈的现象出现了。环流增加了能量损耗，导致效率的下降。
图2 图1所示变换器的工作模态
表1给出了在一个开关周期里的所有可能的工作模式和每一模式中模态转换次序。
表1变换器工作模式
2.2 占空比D的范围
从以上讨论可知，能流回馈现象依赖于主开关管的占空比。抑制能流回馈现象出现的合适占空比推导如下：在模式Ⅱ中，必须在模态5出现之前直接从模态3到模态 4.据这一条件，则模态3须在1/（2∫r）内完成，既在半个谐振周期内完成模态3。
∫r由Lr，Cr决定，因此，若开关周期为 + 8 ，则这一关系由下式表示：
DTs≤1/（2∫r）
同样，模态1也必须在1/（2∫r）内完成才能抑制模态6的出现，因此
（1-D）Ts≤1/（2∫r）
考虑到Ts=1/∫r式（3）和（4）决定了占空比 D的范围，则可以得出：
［1-∫r/（2∫r）］≤D≤∫r/（2∫r）
从式（5）中可看出，扩大占空比范围的最简单方式是增大开关频率∫s。然而，当开关频率∫s偏离谐振频率太大时，则输出电压会按式（1）和（2）的规律下降。这里，用表1中的数值，则占空比的范围为
0.44≤D≤0.56
对于由式（6）所给的占空比，变换器能恰好工作于没有能量环流的状态。而当在输入电压和负载变化较大的条件下，为了调节输出电压，必须要扩大占空比。为了避免在扩大占空比时导致效率的急剧下降，必须采取新方法。
3、提高效率的两种方案
3.1 倍流型整流电路
为避免以上所讨论的效率下降问题，使用了一种带倍流型同步整流电路的ZVS-PWM控制串联谐振变换器，它带有倍流方式同步整流电路，见图3。这种变换器的工作模态见图 4。
图3 具有倍流同步整流电路的ZVS-PWM控制串联谐振变换器
图4 图3中所示变换器的工作模态
其仿真参数值与图1给出的基本相同，两个电感 Lo1和Lo2仿真参数是7μH。变换器的模态转换顺序总是1-2-3-4.在这种整流电路中，不存在能流回馈现象。因而，效率下降的原因被消除了。其工作模态有4种。
a.模态1。这一模态表示了从V4 到 V3的换流过程。当输入电压反向时，谐振电流下降幅度很大。谐振电流偶合到变压器副边，其值将小于输出电感电流值Ilo2，开关管 V3的体二极管导通；变压器电压变为零,V4关断。然而，V4的体二极管却是开通的，这样，谐振电流继续减少，然而，对在变压器电压变为零之前的电流，则是反方向增加。当这一电流增加到大于输出电感电流Ilo1 时V4的体二极管关断，这一模态变化到下一模态。
b.模态 2。在这一时间段，开关管V4关断V3由于变压器电压保持导通。这样，输出电感Ilo1通过谐振进行电流充电。这是能流从输入传到输出的过程。
c.模态 3。这一模态和模态1对称。这时开关管V3换向到V4 。
d.模态4。同样，这一模态和模态 2 对称。V4保持开通，输出电感Ilo2被谐振电流充电。这也是能流从输入传到输出的过程。
在这一方案中，模态1和3是由于Lr,Cr组成的谐振电路的存在而出现的。同步整流MOSFET在诸如模态1和3这样的死区间隔内工作。因此V3和V4的ZVS实现了。如果没有这一串联谐振电路，将不会出现模态1和3；并且在模态2和4之间转换时间短且转换电压电流幅度大，将会由于存在寄生参数而造成很大的开关噪声。
3.2 带偶合电感倍流型整流电路（如图 5）
图5 具有带偶合电感的倍流同步整流电路的ZVS-PWM控制串联谐振变换器
在图3 所示变换器中，为了减少磁芯的数目，其输出电感是独立的。如果让这2个电感偶合到一起，则其工作模态分析如图6。参数值和工作模态转换顺序和前面分析相似。在这种整流电路中，能量回馈现象不再出现。同样，效率下降的原因也被消除了。
图6 图5所示变换器的工作模态
经过实验，并对输出电流和输入电压各个采样点进行分析，计算出的效率曲线比较图如图7，从中心抽头型、倍流带独立输出电感型和倍流带偶合输出电感型3种电路的效率特性比较中可以看出：通过倍流整流技术，在轻载条件下，效率得到了提高。并且，图 7（b）中，用倍流型电路后，当输入电压偏离48V时，对提高效率有大的作用，当负载为3.3V,5A，且输入电压在40~60V范围内变化时，获得了高于85％的效率。
图7 中心抽头型整流和倍流型整流的效率比较
4、结论
电流谐振工作模式被认为对开关变换器的高效率设计非常有效。然而，在中心抽头型同步整流电路中，当输入电压偏离特定值时，效率会下降。其原因是能量回馈给输入端所致。本文提出在ZVS-PWM串联谐振变换器中采用倍流型同步整流电路，解决了效率下降问题，当负载为3.3V和5A，且输入电压在40~60V范围内变化时，变换器效率高达85％。